高溫或內(nèi)部功耗產(chǎn)生的過多熱量可能改變電子元件的特性并導致其關機、在指定工作范圍外工作，甚或出現(xiàn)故障。電源管理器件(及其相關電路)經(jīng)常會遇到這些問題，因為輸入與負載之間的任何功耗都會導致器件發(fā)熱，所以必須將熱量從這些器件中驅(qū)散出來，使其進入PCB、附近的元器件或周圍的空氣。即使在傳統(tǒng)高效的開關電源中，當設計PCB和選擇外部元器件時，也都必須考慮散熱問題。

設計電源管理電路時，在考察散熱問題之前對熱傳遞進行基本了解是很有幫助的。首先，熱量是一種能量，會由于兩個系統(tǒng)之間存在溫差而進行傳輸。熱傳遞通過三種方式進行：傳導、對流和輻射。當高溫器件接觸到低溫器件時，會發(fā)生傳導。高振幅的高溫原子與低溫材料的原子碰撞，從而增加低溫材料的動能。這種動能的增加導致高溫材料的溫度上升和低溫材料的溫度下降。

在對流中，熱傳遞發(fā)生在器件周圍的空氣中。在自然對流中，物體加熱周圍的空氣，空氣受熱時膨脹形成真空，導致冷空氣取代熱空氣。因此形成循環(huán)氣流，不斷將器件的熱量傳輸給周圍的空氣。另一種形式是強制對流，例如風扇主動吹冷空氣，從而加速取代暖空氣。當物體將電磁波(熱輻射）發(fā)送至周圍環(huán)境時就會產(chǎn)生輻射。輻射熱量無需介質(zhì)傳遞(熱量可以通過真空輻射）。在PCB中，熱傳遞的主要方法是傳導，其次是對流。

下面的等式給出了以傳導方式熱傳遞的數(shù)學模型：

其中H是傳熱速率(單位為J/s)，K為材料的導熱系數(shù)，A為面積，(TH–TL)為溫差，d為距離。當界面之間的接觸面積增大、溫差增大或界面之間的距離減少時，熱量傳導速度加快。可以將熱傳遞模擬成一個電路，方法是將能源(熱源或前面等式中的H）等同于電流源，高溫器件與低溫器件之間的溫差等同于電壓降，(K×A/d)部分作為導熱系數(shù)，或?qū)⒌箶?shù)(EQ2)等同于熱阻(單位為℃/W）。通常熱阻表示為符號θ或Rθ或只表示為RA-B，其中A和B是發(fā)生傳熱的兩個器件。使用電路模擬重寫熱傳遞速率等式，得到以下結(jié)果：

該模擬可以深入進行，以描述器件的另一個熱屬性，稱之為熱容。正如將熱阻模擬為電阻，可以將熱容(CT，單位為J/℃）模擬為電容。將熱容與熱阻并聯(lián)獲得熱阻抗(ZT)。圖1所示為傳導傳熱的簡化RC模型。能源被模型化為電流源，熱阻抗被模型化為CT與RT并聯(lián)。

圖 1. 簡化的熱阻抗模型。

在電路中，每個熱界面都有熱阻抗。熱阻抗因材料、幾何形狀、大小和方向的不同而各異。系統(tǒng)(或電路)的熱阻抗對環(huán)境溫度來說有一個總熱阻抗，它可以分解為電路中每個元件的熱阻抗的并聯(lián)和串聯(lián)的組合。例如，在半導體器件中，晶粒(也稱作結(jié))與周圍空氣(稱作熱阻抗)之間的總熱阻抗，即由結(jié)到環(huán)境之間的熱阻抗(ZJ-A)，將是結(jié)構(gòu)中每個單獨材料的單個熱阻抗的總和。

考慮到 在PCB上安裝的分立MOSFET。穩(wěn)態(tài)熱阻抗(或熱阻RJ-A)是結(jié)到器件外殼的熱阻(RJ-C)、器件外殼到散熱器的熱阻(RC-S)與散熱器到空氣的熱阻(RS-A)之和。(RJ-A=RJ-C+RC-S+RS-A)。此外，還可以有并行的散熱路徑，例如從MOSFET結(jié)經(jīng)過器件外殼到PCB，再從PCB到環(huán)境溫度。

通常情況下，半導體制造商會給出結(jié)點到器件外殼的熱阻。另一方面，RC-S和RS-A主要取決于散熱器和PCB的屬性。許多因素會影響熱阻RC-A或RC-S，包括PCB的層數(shù)、到輔助面的過孔數(shù)、與其他器件的接近程度以及氣流速率。通常RJ-A會列在器件數(shù)據(jù)表中，但該數(shù)字是在特定測試板條件下得出的，因此僅適用于在相同條件下測量的器件之間的比較。

熱阻(RJA)是電子元器件的重要參數(shù)，因為它是器件散熱的指標(基于環(huán)境條件和 PCB布板)。換言之，RJ-A可以幫助我們根據(jù)環(huán)境條件和功耗估算工作結(jié)溫。

開關電源中的散熱

電源管理電路中散熱考慮的典型示例，可以參考圖2所示美國國家半導體提供的LM3554電路。該器件是一個感應升壓轉(zhuǎn)換器，面向蜂窩電話應用中的高功率閃光LED。LM3554是一個很好的測試工具，因為它是一個小型器件(1.6mm ( 1.6mm ( 0.6mm)，而且可以提供高達6W的輸出功率(（1.2A閃光電流在5V LED中）。即使提供85%左右的效率，相對較大的輸出功率能力和微小的16-bump μSMD封裝，該器件都需要承受較高的工作溫度。

圖 2. 美國國家半導體的 LM3554 閃光 LED 驅(qū)動器測試電路

LM3554中的初始散熱效應的主要表現(xiàn)是器件開關的導通電阻增加和器件閾值的改變。在溫度過熱的極端情況下，該器件可能觸及熱關機閾值而導致關閉。知道準確的RJ-A，可以幫助確定器件在功率運行期間的結(jié)溫，并確保電路按照預期可靠地完成應用的要求。

在可能的情況下，該器件能夠擁有3.6V的輸入電壓、3.6V的LED電壓和1.2A的LED電流。在這種情況下，轉(zhuǎn)換器將輸出電壓升至高于VIN 300mV。這為器件的兩個并聯(lián)電流源(負責調(diào)節(jié)LED電流）提供了300mV的凈電壓。

器件的總功耗將為同步PFET、NFET和兩個電流源的功耗之和。PFET和NFET的功耗在電阻元件上，因此必須使用RMS電流來準確估算功耗。此電流就是RMS電感電流乘以開關周期(NFET和PFET的導通時間)百分比。如果知道轉(zhuǎn)換器效率，可以用下面的等式算出占空比：

針對我們的情況，VOUT=VLED+300mV，且效率大約為90%。這可以算出PFET占空比(1-D)為83%，NFET占空比為17%。RMS電感電流等式為：

#p#分頁標題#e#

其中ΔIL為峰到峰值電感電流，在我們的示例中大約為140mA，ILDC是通過ILED/(1-D)算出的平均電感電流。

開關中的總功耗變?yōu)镹FET(RDS_ON=125mΩ) 的45mW加 PFET(RDS_ON=152mΩ)的265mW。此外，電流源的功耗為300mV×1.2A=360mW，使得內(nèi)部總功耗達到668mW。數(shù)據(jù)表中給出的RJ-A為60℃/W，且來自4層JEDEC測試板(詳見JESD51-7)。使用該RJ-A時，預測結(jié)溫在TA=50℃時為83.4℃。這對器件將不構(gòu)成問題，因為它低于150℃的熱關機閾值，且低于LM3554數(shù)據(jù)表中指定的最大工作結(jié)溫125℃。

在另一種情況下，可以將 LM3554設置為在同一閃光脈沖期間恒定輸出+5V。300mV電流源凈電壓現(xiàn)在變?yōu)?V–3.6V=1.4V，導致電流源功耗為1.68W。假設器件在以1.2A電流提供5V電壓時效率仍為90%，則占空比為35.2%，從而使直流電感電流1.85A具有288mA的ΔIL。NFET功耗現(xiàn)在為151mW，PFET功耗為338mW?？偟膬?nèi)部功耗2.169W，在TA=50℃時會導致高達180℃的核心溫度，這比熱關機閾值高30℃，且比最大工作結(jié)溫高55℃。

在現(xiàn)實中，該設備不會安裝在4LJEDEC測試板上，而會安裝在具有不同布線面的PCB上，它靠近消耗功率的其他元件，且到低層的過孔數(shù)也各不相同。所有這些應用變量，加之許多其他因素都會顯著影響RJ-A，從而降低結(jié)溫計算的準確度。

測量熱阻抗(RJ-A和CJ-A）

我們需要的是代表實際電路的準確RJ-A。測量RJ-A有多種方法，一種方法是使用熱關機閾值，將其設置為+150℃。要用這種方法測量RJ-A，我們可以讓LM3554在已知功耗(PDISS)下工作，然后慢慢提高環(huán)境溫度直到器件關機為止。該器件具有一個內(nèi)部標志，可以通過I2C兼容接口設置，在觸及熱關機閾值時會返回‘1’。使用這種方法獲得的RJ-A將為：

另一種方法是使用器件中的一個ESD保護二極管，并測量其VF與溫度。相較而言這種方法稍微復雜一些，但得出的結(jié)果將更準確，這是因為VF可以在整個溫度范圍下進行表征。多數(shù)半導體器件的每個引腳上都有ESD二極管，其陽極連接至GND，陰極連接至各自的引腳。

為了測試 LM3554，我們可以查看LEDI/NTC 引腳，并從該引腳拉出小電流(< 10mA)，同時讓溫度變化。每個引腳的最大絕對額定值最小為-0.3V，但那是由于ESD二極管在最高結(jié)溫 +150℃時的VF而引致的。如果將電流限制為小于10mA，我們可以在不損害器件和增加任何自熱的情況下查看二極管的VF。從+25℃到+125℃，該引腳的測量結(jié)果產(chǎn)生線性響應，斜率大約為1.3mV/℃。一旦這項工作結(jié)束，就可以在測量所選 ESD 二極管VF 的同時，讓器件在已知功耗下工作。當VF 達到穩(wěn)態(tài)時，RJ-A 將為：

其中VF@TA是ESD二極管在TJ=TA時的VF，VF@SS是ESD二極管在已知功耗(PDISS)下TJ達到穩(wěn)定狀態(tài)溫度之后的VF。

最后一種方法是使用MOSFET的導通電阻隨溫度而發(fā)生的變化。這種方法是在器件處于上電模式時使用內(nèi)部PFET來完成。LM3554上的上電模式是指器件停止開關并持續(xù)打開PFET。如果VIN升至比VOUT高150mV時就會出現(xiàn)這種情況。在那時，升壓轉(zhuǎn)換器無需提升VOUT，而PFET會使VIN直接到VOUT 。

因為電流有些輕微依賴MOSFET的導通電阻，所以有必要在電流接近目標閃光電流時測量 PFET電阻。使用大測試電流的問題是它們可能導致器件發(fā)熱。克服此問題的方法是將閃光超時時間設置為最低 32ms，并在示波器上測量PFET的電壓降。在+25℃到+125℃的情況下，使用1.2A閃光電流，結(jié)果顯示的斜率大約為 0.42mΩ/℃ 。要注意的一個事情是PFET通過VOUT引腳供電，因此VOUT=5V時，其導通電阻會低于VOUT=3.9V時的電阻值。

使用上述三種方法，當PDISS=1.67W時，使用熱量關機測量法得出的結(jié)果為45℃/W，使用ESD二極管VF測量法得出的結(jié)果為 42℃/W，使用PFET導通電阻法測量的結(jié)果為48℃/W。圖3顯示了在0.856A閃光LED測試電流脈沖期間，PFET的導通電阻以及ILED/NTC的ESD二極管的VF。器件的VIN設置為5V，超時時間設置為1024ms。VLED為3.18V時，使得該電壓強制 LM3554 進入上電模式。在這種模式下，功耗完全由PFET和電流源導致。

圖 3. 閃光脈沖期間 LM3554 PFET 的導通電阻和 LEDI/NETC 的 ESD 二極管。

在穩(wěn)態(tài)下，LEDI/NTC的ESD二極管的VF為-622mV，對應結(jié)溫 95.2℃(環(huán)境溫度為25℃時）。在穩(wěn)定狀態(tài)下，測得的PFET導通電阻為154mΩ，對應結(jié)溫105℃。圖3 還描繪了LM3554的熱容。VF和RPMOS的響應表現(xiàn)呈現(xiàn)類似于一階RC的指數(shù)級上升，計算等式如下：

熱容則為：

使用ESD二極管的正向電壓時獲得的熱容為0.009J/℃，使用PFET導通電阻時獲得的熱容為0.0044 J/℃。溫度讀數(shù)之間的差異可能是由于器件上的溫度梯度而造成的。PFET緊鄰電流源，預計其溫度上升將較快，且溫度會比LEDI/NTC引腳的ESD二極管高，后者離IC上的功率器件較遠。造成這樣的溫度差異是由于器件核心區(qū)域兩個測量點之間的熱阻和熱容引起的。另外，響應大約為單次常量指數(shù)。實際上，功耗會隨著PFET和電流源升溫而發(fā)生些微的變化。這將導致隨著結(jié)溫上升，PDISS也些微增加。

當處理脈沖工作器件(如閃光LED驅(qū)動器）時，對熱阻抗模型比對單獨熱阻的考慮深入得多。例如，閃光脈沖電流為1.2A，VIN為5V且VLED為3.4V。在這種情況下，器件在上電模式下PDISS=2.14W。當RJ-A為48℃/W且環(huán)境溫度為50℃時，穩(wěn)定狀態(tài)模型指示核心溫度會上升至153℃，這比最高工作結(jié)溫高出28℃。如果我們考慮熱容(0.0044℃/J)并將200ms閃光脈沖寬度計算在內(nèi)，則可以獲得對核心溫度更好的估算，大約為113℃。